RF 切換器規格重點說明

最近，隨著 RF 切換器產品在測試系統開發中益發普及，如何為自身應用挑選合適的產品也變得更加困難。 多數 RF 廠商都會以拓撲與頻寬等主流規格，來說明旗下的 RF 切換器產品 (例如 NI PXI-2594 2.5 GHz 4x1 多工器)。 在評估階段中，上述規格確實有其重要性；然而，買家卻難以從中獲得足夠資訊，繼而做出購買決策。 正因如此，此線上教學將介紹設計 RF 切換器網路期間，所應考量的 7 項重要規格：

1. 特性阻抗
2. 頻寬
3. 拓撲
4. 插入損耗
5. 折返損耗與電壓駐波比 (VSWR)
6. 隔離與低串音
7. 上升時間

在著手探討特性阻抗與其他 RF 切換器規格前，我們應先行了解 DC 電路與 RF 系統中的訊號傳播方式有何不同。 在 DC 電路，或是傳播訊號頻率較低的電路中，針對訊號路徑中同一條傳輸線上的不同點，訊號電壓並不會有太大差異。 不過，在 RF 或高頻率訊號中的情況則大為不同；相較於傳輸線的長度，RF 或高頻率訊號的訊號波長並不算長，因此傳輸線上可同時傳播多個訊號週期。

讓我們來看看以下範例：長達 1 公尺的同軸電纜中傳遞了 2 組頻率不同的波形 (訊號)。 第 1 組訊號的頻率為 1 MHz，第 2 組訊號的頻率為 1 GHz。 此時，我們可以使用下列公式來計算其波長：

在上方的公式中，l 表示訊號的波長，f 代表其頻率，而 VF 則為傳輸線的速度係數。 假設用來路由兩組訊號的同軸電纜隸屬 RG8 類型，而已知的速度係數為 0.66。

那麼

對 f = 1 MHz 的第 1 組訊號而言：

圖 1. 在 1 公尺同軸電纜中傳遞的 1 MHz 正弦波

針對第 1 組訊號，相較於訊號傳播的訊號波長，同軸電纜的長度並不算長。 因此如圖 1 所示，訊號於傳輸線中不同點的潛在變量，可說是微乎其微。

對 f = 1 GHz 的第 2 組訊號而言：

圖 2. 在 1 公尺同軸電纜中傳遞的 1 GHz 正弦波

針對第 2 組訊號，相較於訊號傳播的訊號波長，同軸電纜的長度顯然長得多 (近 5 倍)。 因此，在任一時間點，都會有多個訊號週期同時穿越傳輸線。 由於波長較小，傳輸線上的高頻率訊號會以波形形式穿越。 根據波動理論，當這類型的訊號穿越不同媒體時，勢必會發生反射與功率損耗。 在電子電路的情況中，當訊號 (波形) 穿越帶有不同特性阻抗的系統元件時，媒體中就會發生此一變量。 有鑑於此，若要將反射與功率損耗壓至最低，就必須使用阻抗相同的合適元件來建構 RF 系統。 依照目前公認的標準，當傳輸線長度超過路由訊號波長的 0.01 時，傳輸線路就會因功率損耗與反射而產生極大的訊號衰變。

特性阻抗是一項傳輸線路參數，會取決於線路的實體結構。 它有助於判斷線路中的傳播訊號會以何種方式來傳輸或反射。 RF 元件的阻抗與 DC 阻抗不同；而在傳輸線路中，RF 元件的阻抗可透過下列公式計算得出：

圖 3. 傳輸線路的特性阻抗

在上方公式中：

Z₀ = 特性阻抗

L = 當電流流經接線時，每個 RF 傳輸線路單位長度因接線周邊磁場所產生的電感

C = 每個 RF 傳輸線路長度單位的電容。 這也是存在於兩個導體之間的電容

R = 每個 RF 傳輸線路長度單位的 DC 電阻

G = 每個長度的介電電導

ω = 頻率 (Radian/s)

由於理想的傳輸線不會有任何電組或介電衰減，因此，其特性阻抗可透過下列公式計算得出：

鑑於 RF 系統中的所有元件都必須具備相同的阻抗，才能將訊號損耗及反射壓至最低，元件製造商會在設備中採用特殊設計，讓特性阻抗保持在 50 或 75 Ω。RF 市場中的多數 RF 系統皆採 50 Ω 規格，而通訊系統便屬此一範疇。 採用 75 Ω 的 RF 系統數量較少，且較常見於影像 RF 系統。 工程師必須確保測試系統中的零件 (例如傳輸線與接頭) 與其他儀器都採用相同阻抗。

如果用來傳播訊號的傳輸線路長度大於訊號波長的 0.01，就會發生顯著的功率損耗。 切換器模組的「插入損耗」規格可量測此一功率損耗與訊號衰減。 切換器模組在特定頻率下的插入損耗，可用來計算切換器對該頻率的訊號所造成之功率損耗與電壓衰減。

計算功率損耗的公式為：

計算電壓衰減的公式則為：

為了說明插入損耗的概念，請先將切換器或繼電器想像為低通濾波器。 現實世界中的每個切換器，都具備某種程度的寄生電容、電感、電組與電導。 這些寄生項目會與衰減交相加乘，並導致切換器路由的訊號發生衰退。 上述因素所造成的功率損耗與電壓衰減會因輸入訊號頻率而異，且可透過切換器模組於該頻率下的插入損耗規格加以量化。 因此，請務必確保切換器的插入損耗符合所屬應用的頻寬要求。 為了說明此項做法為何如此重要，讓我們來思考以下範例，並比較兩組切換器中，何者較適合使用在特定 RF 應用上。 該項應用的需求如下：以低於 30% 的衰減，將 3 GHz 的影像訊號路由至位於向量網路分析器上的通道 (若為 3 GHz，插入損耗應低於 3 dB)。 列入考量的第 1 組切換器為 NI PXI-2557 75 Ω 2.5 GHz 8x1 多工器，第 2 組切換器則是其他 PXI 廠商的 3 GHz 75 Ω 8x1 多工器。 在初步檢驗兩個模組的高階規格後，我們認為後者應較為適用 (後者的頻寬規格較出色)。 不過，在詳加檢查兩項產品後，竟發現先前假設並不正確。 下圖顯示了兩組切換器模組所收集到的插入資料 (自 160 MHz 至 3 GHz)。

圖 4. 廠商 A 與廠商 B 切換器模組的插入損耗比較

如您所見，在 3 GHz 的情況下，2.5 GHz 模組的插入損耗約為 1.78 dB，而 3 GHz 切換器的插入損耗則接近 5.64 dB。 透過這些值，我們可以計算出兩個模組所造成的電壓與功率損耗會如下所示：

從上表中的值可以看出：當 3 GHz 1 V_pp 的正弦波穿越 NI PXI-2557 2.5 GHz 75 Ω 多工器時，將會衰減至 0.817 V_pp。 當相同訊號穿越其他 PXI 廠商所提供的 3 GHz 75 Ω 多工器時，則會衰減至 0.522 V_pp。 如此即可得知，即使其他 PXI 廠商的切換器模組在頻寬規格上勝過 NI 模組，它所造成的訊號衰變淨值仍遠高於 NI PXI-2557。此外，我們也可判定，在先前所述的 3 GHz 應用中，2.5 GHz NI 切換器模組的表現遠比 3 GHz 的對手產品出色。

圖 5. 1 V_pp 正弦波所造成的衰減比較

VSWR 代表著反射與傳輸波形的比例。 如同先前所述，在頻率較高的情況下，訊號會以波形形式穿越傳輸線路或傳輸線。 也因此，正如同聲波與光波一樣，當訊號穿越不同媒體 (例如阻抗不同的元件) 時，就會發生反射。 在切換器模組中，此一阻抗失配可能會發生在接頭、PCB 佈線與實體繼電器的特性阻抗之間。 由於 VSWR 可量測出反射波形的功率，因此，它也可用來量測傳輸線路的功率損耗量。 當反射波形與輸入訊號相加後，自身的淨振幅就會發生增減 (視反射與輸入訊號呈同相或反相而定)。 在「駐波」波形中，最大 (當反射波形為同相時) 到最小 (當反射波形為反相時) 電壓的比例，又稱為 VSWR。 為了說明如何計算 RF 系統的 VSWR 與折返損耗，讓我們來看看圖 6 顯示的 RF 傳輸線路。

圖 6. 1 V_pp 正弦波所造成的衰減比較

在圖 6 的電路中，負載的阻抗 (40.5 Ω) 與來源及傳輸線路的阻抗 (50 Ω) 並不相等。 基於此一原因，在傳輸線路中傳播的部分訊號會從負載反射折回。 只要使用下列公式，即可量測此一反射：

如您所見，折返損耗可量測反射訊號的功率。 此外，它也是插入損耗的子集。 RF 系統中的折返損耗 (或反射) 越高，插入損耗就越高。

訊號反射的另一個量測方法，就是透過 VSWR。 計算方式會如下所示：

上方公式的 G 代表反射係數，可使用下列公式計算得出：

針對圖 6 的電路，我們可以得出 VSWR 應為：

為了將此範例發生的情況視覺化，讓我們來假設 RF 系統所供應的訊號為 1 V_pp 正弦波。 由於系統的反射係數為 0.1，我們可以得知：反射強度會是 0.1 x 1 = 0.1 V 或 100 mV。 圖 7 顯示當反射波形與輸入訊號同相，以及與呈 180 度反相時，所產生訊號的最大與最小振幅。

圖 7. 駐波的最大與最小電壓

如同先前所述，VSWR 為駐波波形中，最大電壓與最小電壓的比例。 在此一定義下，我們可以得出圖 7 的 VSWR 應為：

先前曾經提到：頻寬為切換器模組的其中一項主要規格。 不過，由於不同廠商會使用不同的程序來建立 RF 切換器的頻寬；因此，頻寬只能讓我們約略掌握產品效能。 切換器的頻寬，只會指出廠商認為在「可接受」的損耗情況下，該切換器所能路由的最大頻率訊號。 但是，某一廠商可接受的情況，卻不見得受其他廠商認可。 因此，廠商 A 的 3 GHz 切換器與廠商 B 的 3 GHz 切換器，可能會呈現出截然不同的效能指標。

在先前範例中，我們曾看到來自不同廠商的兩個模組具有相似的拓撲與特性阻抗，但頻寬規格卻大不相同；現在，讓我們來重新回顧該範例。 第 1 組切換器為 NI PXI-2557 的 2.5 GHz 8x1 多工器，特性阻抗為 75 Ω；第 2 組切換器則是其他 PXI 廠商的 3 GHz 8x1 多工器，特性阻抗為 75 Ω。 雖然第 2 組模組似乎比較適合路由 2 至 3 GHz 之間的訊號，圖 3 收集與顯示的插入損耗資料卻恰恰相反。 這項指標顯示，NI 模組的頻寬規格遠比對手更為保守。

此外，許多人認為，產品頻寬會等於其 -3 dB 頻寬。 對裝置頻寬規格正好位於儀器數位人機介面的 -3 dB 處的儀器 (例如示波器) 而言，這項觀點的確符合實際情況。 只是，對 RF 切換器而言，頻寬與 -3 dB 之間不一定存在著此一關聯性。 雖然有些廠商會將頻寬指定為 -3 dB，有些則非如此。 舉例來說，圖 8 顯示了當 NI PXI-2547 使用所屬頻寬 (2.7 GHz) 的插入損耗，以及在 -3 dB 點 (3.7 GHz) 的插入損耗。

圖 8. NI PXI-2547 2.7 GHz 50 Ω 8x1 多工器的插入損耗

在挑選 RF 切換器時，有諸多重要功能需要考量，拓撲是其中之一。 如果雀屏中選的切換器沒有合適的拓撲，極有可能對插入損耗與 VSWR 帶來相當大的影響。 多工器與單極雙投 (SPDT) 繼電器為 RF 的兩大主要拓撲類型。 多工器為切換系統，會以序列方式將多個輸入通道路由至單一輸出通道，反之亦然。 SPDT 繼電器則為精簡版的多工器。 單一 SPDT 繼電器可將兩個輸入通道路由至單一輸出通道，反之亦然。 通常，RF 多工器會由多個 SPDT 繼電器組成。

不同應用需要混合搭配不同的 RF 切換器拓撲。 舉例來說，若要為 4 通道的受測裝置 (DUT) 進行響應激源測試，您可以使用具備兩個獨立 4x1 多工器組間的模組。 另一方面，如果測試會分析來自 8 個獨立 DUT 的輸出，則建議使用具備單一 8x1 組間的模組。 由於市面上的 RF 切換器種類繁多，因此請務必了解各種拓撲的最佳使用方式，以找出符合自身應用的選項。

圖 9 與圖 10 所示的範例會探討兩種 7x1 多工器建置方式，以闡明選用其中一種方式的背後考量。 第 1 個方式會串聯 2 組 4x1 多工器，以建置單一 7x1 多工器。 此項設定的缺點，就是來自 DUT 的訊號需要先穿越 2 組切換器模組 (共有 4 個 SPDT 繼電器)，才能抵達向量網路分析器 (VNA)。 因此，訊號路徑發生的插入損耗，會等於系統中每個獨立繼電器與傳輸線的個別插入損耗總和。

圖 9. 串聯 2 組 4x1 多工器

第 2 個方式會使用單一 8x1 多工器 (例如 NI PXI-2547 50 Ω 2.7 GHz 8x1 多工器)，將 7 個 DUT 路由至 VNA。 此項設定有助於改善系統的插入損耗，因為它不只降低了訊號路徑中的 SPDT 繼電器總數 (使用 3 個 SPDT 繼電器，而非 4 個)，還免除了在系統中額外佈線的必要性 (上一個系統中的各個模組，就需要以傳輸線相互連接)。 因此，第 2 個系統的 VNA 將可享有遠勝於第 1 個系統的訊號品質。

圖 10. 與使用 2 組 4x1 多工器相較之下，單一 8x1 多工器拓撲可使用較少的繼電器來路由訊號。

如需進一步了解如何依照自身應用挑選採用合適拓撲的切換器，請參閱 RF 切換器選擇指南的第 2 章。

隔離的定義為：在開放式電路中偶合的訊號振幅。 低串音的定義則是：在多個電路 (例如 RF 模組的個別多工器組間) 之間偶合的訊號振幅。

圖 11. 低串音與隔離。

若訊號為單純的正弦訊號，只需使用切換器模組的頻寬/插入損耗效能，就能判斷出產品是否符合應用所需。 不過，如果訊號具備多個頻率分量 (例如方形波)，難度將大為提高；畢竟，訊號能否保持完整，將取決於切換器對訊號上升時間所造成的影響。 方形波是由多個不同頻率的正弦波所組成，因此若要精確進行量測，切換器勢必要有足夠的頻寬，才能把對所有個別正弦波造成的衰減降至最低。 依照目前公認的標準，針對方形波，只要一達到第 5 個或第 7 的諧波，上升時間的變化就可降至最低。 因此一般而言，如果切換器的 -3 dB 點 (該點插入損耗的頻率等於 3 dB) 為方形波基本頻率的 7 倍，方形波就可透過切換器路由。 有些廠商會指定路由器的上升時間。 在這類情況下，請務必檢查以確保切換器模組的上升時間規格，低於需要在最小限度失真下路由的最高諧波上升時間。

下圖顯示了方形波第 5 個諧波的上升時間量測。 假設這是需要透過切換器路由之方形波的最高諧波， 為了判斷特定切換器是否能成功路由訊號，我們需要比較切換器的上升時間與諧波的上升時間。 有時，切換器模組無法使用這項規格。 在這類情況下，我們可以計算此諧波的 -3 dB 點，並與切換器的 -3 dB 點加以比較。 只要使用下列公式，即可透過上升時間得出 -3 dB 點：

，此處的 t_R 為切換器模組的上升時間

圖 12. 方形波的第 5 個諧波

針對上方所示訊號，我們可以得出 -3 dB 的頻率為 6.36 Hz (上升時間為 0.055 秒)。 因此，如果在 6.36 Hz 以上時的插入損耗低於 3 dB，該切換器便足以路由方形波。

儀器或切換器的電壓代表著該裝置的實際極限。 同樣地，示波器的取樣速率與多功能數位電錶的準確度，將忠實呈現該儀器的最大能耐。 200 MS/s 的示波器「無法」達成高於 200 MS/s 的即時取樣速率。然而，2 GHz 的 RF 切換器卻「可以」路由高於 2 GHz 的訊號 (但功率損耗也會提高)。 有鑑於此，若要為所屬應用挑選最適合且最符合成本效益的 RF 切換器，請務必詳加檢閱產品資料表，以判斷其插入損耗、VSWR、隔離與其他規格能否滿足您的系統需求。 有些廠商會以掃描圖表 (sweep chart) 展示所有頻率範圍下的上述規格，有些廠商則只會提供特定頻率下的規格。 在這類情況下，請務必聯絡廠商並取得更完整規格，以從中判斷該產品是否符合您的應用需求。

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